СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА 2010-5

ПРАКТИЧЕСКАЯ ЭЛЕКТРОНИКА 38 WWW.SOEL.RU СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010 пример, частотными свойствами эмит терного повторителя, приведёт к само возбуждению схемы. Для повышения запасов устойчивос ти можно охватить ОУ местной обрат ной связью, которая превратит его в пропорционально интегральный (ПИ) регулятор (см. рис. 5). Модель в среде VisSim для такого включения приведена на рисунке 6, где W ОС ( s ) – ПФ звена обратной связи . Пример 2 . В схеме, приведённой на рисунке 5, R 1 C = 0,0001, R 2 C = 0,01. Остальные параметры те же, что и в схеме рис. 2. Логарифмическая АЧХ ра зомкнутого контура регулирования схемы рис. 5 представлена на рисунке 7. Видно, что полоса пропускания сис темы уменьшилась до 500 с –1 , но запас устойчивости по фазе составляет при мерно 85 градусов, что гарантирует устойчивость системы без дополни тельной настройки. Недостаток схемы с эмиттерным повторителем состоит в том, что на пряжение на нагрузке ограничено на пряжением питания ОУ. Поэтому, если на нагрузке должно быть высокое на пряжение, необходимо применять до рогие высоковольтные ОУ. Другой путь построения высоко вольтного источника тока – включе ние нагрузки в цепь коллектора (стока) выходного умощняющего транзистора (см. рис. 8). Использование МОП тран зистора предпочтительно, поскольку ток в управляющий электрод не ответ вляется и, следовательно, ток через на грузку равен току через измеритель ный резистор R. Выходное напряжение ОУ устанав ливается таким, чтобы напряжение на резисторе R было равно U 1 . При этом ток через резистор R будет равен U 1 / R . Выходной ток источника определяет ся соотношением I = U 1 / R . Найдём вы ходное сопротивление преобразова теля напряжение–ток на ОУ с полевым транзистором. Уравнение в прираще ниях цепи затвораМОП транзистора в этой схеме имеет вид: K U ( Δ U 1 – Δ I S R ) = Δ U GS + Δ I S R , (3) где K U – коэффициент усиления ОУ. Уравнение цепи стока Δ U DS + Δ I S R + Δ U 2 = E . (4) Поскольку Δ I S = Δ I = S Δ V GS , а , где S – крутизна, а g D – стоковая прово димость МОП транзистора, из уравне ний (3) и (4) с достаточной точностью получается: . Отсюда , и, следовательно, . (5) Последняя формула показывает, что выходное сопротивление источника тока сильно зависит от выходной про водимости МОП транзистора. Если в результате, например, увеличения со противления нагрузки напряжение сток–исток уменьшается настолько, что транзистор начинает работать в веерной (начальной) части выходных характеристик, проводимость g D мо жет возрасти в сотни тысяч или даже в миллионы раз. Это приведёт к резкому уменьшению выходного сопротивле ния источника. Выходное сопротивление схемы, по казаннойна рисунке 8, существенно за висит от выходного тока. Действитель но, ток стокамощногоМОП транзисто ра в области больших напряжений сток–исток ( U DS > U GS – U th , где U th – по роговое напряжение затвор–исток) с учётоммодуляции длины канала опре деляется формулой [3]: , (6) где U A ≈ 20…100 В – напряжение Эрли, K = ∂ S / ∂ U GS [А/В 2 ] – удельная крутизна – параметр, малозависящийот тока стока. 10 –1 10 –2 10 –1 10 0 10 1 10 2 10 3 10 4 10 5 10 5 10 4 ω ср ϕ з 10 3 10 2 10 1 10 0 10 –1 –200 –180 –160 –140 –120 –100 –80 –60 –40 –20 0 10 5 10 4 10 3 10 2 10 1 10 0 Частота, рад/с Фаза, град Магнитуда Рис. 4. Логарифмические частотные характеристики для Примера 1 U 2 Е R L С U 1 U У R R 2 R 1 L L I Рис. 5. Схема источника тока с ПИ регулятором U У W ОУ (S) НБ W ОС (S) Σ Σ U 1 1/L L 1/S R L R R I Рис. 6. Модель схемы рис. 5 в среде VisSim 10 –1 10 –3 10 –2 10 –1 10 0 10 1 10 2 10 3 10 4 10 5 10 4 ω ср ϕ з 10 3 10 2 10 1 10 0 10 –1 –200 –180 –160 –140 –120 –100 –80 –60 –40 –20 0 10 5 10 4 10 3 10 2 10 1 10 0 Частота, рад/с Фаза, град Магнитуда Рис. 7. Логарифмические частотные характеристики для Примера 2 © СТА-ПРЕСС